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差分电阻都相等，共模为何仍会漏进输出？
四颗电阻的标称值都正确，不代表两条支路的实际比例完全一致；共模电压会把微小比例误差放大成输出偏差
减法器在仿真里能把相同输入抵消得很干净，实物上却常剩下一段随共模电压变化的输出。原因不一定在运放本体，四电阻网络的比例误差往往更早成为CMRR上限。
看到四颗电阻都标成10k或按同一倍数配对，很容易得出“共模会被抵消”的结论。实际器件带有容差和温漂，两条支路的电阻比只要略有不同，共模分量就会获得一条到输出的增益通道。
工程判断是：差分放大器看的是电阻比匹配，不是单颗阻值是否相等。共模越高、要求的输出误差越小，比例误差的预算就越严格。
理想减法器为什么能抵消共模
四电阻差分放大器有反相和同相两条信号路径。当两条路径的增益比例严格满足关系时，Vi1与Vi2中相同的共模部分在输出端相互抵消，只留下差值与参考电压。
图1 差分放大器由两条电阻比例共同建立减法关系
这个结论还隐含了输入源阻抗足够低、运放在线性共模范围内工作、反馈闭环稳定等条件。若前端传感器两侧源阻抗不同，它们会与输入电阻组合，等效比例也会被改变。
电路图中的R1至R4应按两组比值管理。评审时用R3/R1与R4/R2写出目标关系，比检查BOM里有没有四颗同精度电阻更接近真实误差来源。
同样是1%电阻，最坏组合差很多单颗1%只保证每颗落在各自范围内，并不保证四颗沿同一方向漂移。若一条比例的分子偏高、分母偏低，另一条比例反向变化，两条增益差会接近最坏组合。
图2 传递函数中的关键条件是两组电阻比一致
资料给出的传递函数把比例条件直接写了出来。代入标称值时结果很整齐，加入电阻误差后，共模项不再为零。它与共模电压相乘，可能远大于要测的微小差分信号。
使用0.1%分立电阻能改善，但未必等于0.1%的比值匹配。更高要求下，电阻网络的相对匹配和跟踪温漂通常比单颗绝对精度更有意义，因为多颗电阻处在同一基片和温度场中。
把CMRR预算从dB还原成允许误差CMRR用dB表示时很直观，但选电阻前应把目标换算成允许的共模增益。系统允许多少输出误差、最大共模电压是多少，两者相除即可得到共模泄漏通道的上限。
再把运放本身CMRR、输入电阻网络、源阻抗不平衡和PCB漏电分别分配预算。若全部指标都压在运放典型CMRR上，实物通常没有足够余量；电阻网络可能在很低频就成为主导项。
图3 电阻容差与可实现CMRR之间存在直接约束
资料中的容差与CMRR表说明，电阻容差从较大值收紧后，理论抑制能力提升明显。该表是特定电路和假设下的计算参考，项目仍要按自己的增益、共模范围与误差目标重新预算。
高共模测小差分时，电阻比误差常比运放典型参数更先到极限。
实物验证不要只把两输入短在地上把两输入同时接地只能检查零点，不能验证共模抑制。更有效的方法是把Vi1与Vi2短接后施加一段处于允许范围内的共模扫描，记录输出随共模变化的斜率。
扫描要覆盖运放输入共模范围和输出摆幅限制，避免把进入非线性区误判成电阻匹配问题。低频结果可看直流比例，高频还要考虑电阻寄生、电容不对称和PCB耦合带来的CMRR下降。
图4 共模扫描能直接观察输出中的泄漏分量
若换成匹配网络后明显改善，就能确认电阻比是主要贡献；若变化不大，再检查源阻抗、参考端噪声、运放偏置电流和布局漏电。这样替换动作有明确假设，不会变成逐颗换料。
温漂验证也不能只加热整块板。两条电阻路径若靠近不同热源，局部温差会让比例随时间漂移；成对电阻分散在运放两侧时，风道和铜皮散热差异都可能转化成低频输出漂移。
布局上让四个关键电阻靠近、走线对称，并把高阻节点远离污染与漏电路径，可减少计算之外的误差。高阻、高湿场景还要考虑板面清洁度和防护涂层对输入节点的影响。
1. 1两输入短接并施加共模扫描。
2. 2记录输出斜率而不只看单点零位。
3. 3用匹配网络替换验证比例误差贡献。
什么时候该换成仪表放大器当输入阻抗、增益精度和高共模抑制同时很严格时，四电阻减法器的预算会迅速变紧。此时选用内部电阻激光匹配的差分或仪表放大器，往往比继续筛选分立电阻更容易保证批量一致性。
结论差分放大器能不能压住共模，决定权常在两条电阻比是否同步，而不是四颗电阻的标称值是否整齐。把比例匹配写进误差预算，才能让仿真的抵消在实物上留下足够余量。
若共模还包含快速跃变，直流匹配合格也可能不够。两条输入路径的寄生电容不同，会让瞬态增益暂时失配；可以在共模阶跃下观察输出尖峰，并通过成对电容、紧凑对称布局和更合适的仪表放大器结构处理。
测量仪器的输入地也可能改变结果。高共模或浮地测量应选择合适的差分探头和隔离方法，避免示波器地线把某一输入支路额外拉向地。
下一次评审减法器，除了运放CMRR，也把最大共模、允许输出误差和电阻网络匹配放在同一张表里。
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